Skip to content
Elektronisk lydforsterker
Latest commit 0d1e7c8 Jan 10, 2013 @epsil Div
Failed to load latest commit information.
fig Markdown Dec 20, 2012
tex Index Dec 19, 2012
README.md Div Jan 10, 2013
rapport.pdf Index Dec 19, 2012

README.md

Rapport for konstruksjon av den 60 W klasse AB-forsterkeren Project 3A: enkelt design og god lydkvalitet. PDF-utgave.


Lydforsterker: Project 3A

Stian Rishaug, Bastian S. Solem, Aleksander Uthus og Vegard Øye. Veileder: Herman Ranes.


Sammendrag

Simulering ga jevn forsterkning i det hørbare området (20 Hz-20 kHz). Målt forsterkning var 24,9 dB, med en effekt på 2 × 55 W ved 8 Ω.

En detaljert kretsanalyse av forsterkeren trinn for trinn ga en forsterkning uten tilbakekobling på 20714 ganger; beregnet forsterkning med tilbakekobling var 23 dB.

Strømforsyningen var en 200 VA 24-0-24 V transformator; fortrinnsvis bør en på 300 VA brukes.

Kabinettet og innsiden er dokumentert med fotografier. Forsterkeren har to forsterkerkretser, en for hver lydkanal, med felles kjøleribbe. Kretskortenes «silk screen» har enkelte feil.

Grunnet støyproblemer er kretsen lettere modifisert ved å lodde fast ekstra kondensatorer. Kjølingen bruker termisk tilbakekobling. Hvilestrømmen bestemmes ved å skru på et potensiometer og bør ligge på ca. 75 mA.

Budsjettet lå på 1000,- kr, mens utgiftene ble 1085,70 kr, bl.a. på grunn av dyre utgangstransistorer. Testing ble gjort med billige BD911- og BD912-transistorer; lydkvaliteten økte dramatisk da de ble byttet ut med MJL3281A- og MJL1302A-transistorer.

Forsterkeren kan anses som høyst vellykket lydmessig, men det er rom for forbedringer: automatisk utlading av glattefilteret, DC-vern over utgangstrinnet for å beskytte høyttalerne ved kortslutning av utgangene, kraftigere strømforsyning, større kjøleribbe, mindre kretskort og ev. delefilter.

Forsterkertype og spesifikasjoner

Mens det er trivielt å forsterke en konstant inngangsstrøm eller -spenning, er det vanskelig å gjengi endringer i den samme strømmen eller spenningen. Både blant hobbyentusiaster og profesjonelle går det sport i å konstruere en «enda bedre» forsterker, og hi-fi-pressen ser aldri ut til å gå tom for anledninger til å presentere det nyeste, mest avanserte og angivelig beste innen elektronisk lydgjengivelse. Hvor mye av utviklingen som er reell, er det opp til den enkelte å vurdere, men et kjapt overblikk over markedet levner ingen tvil om at lydforsterkning er big business.

Mot denne bakgrunnen presenterer vi et forsterkerdesign som er 20 år gammelt og forbausende enkelt. Rod Elliotts Project 3A (fork. P3A) gir høy ytelse ved lave kostnader, er velutprøvd og er lett å bygge. Det er et ideelt design for nybegynneren, men kan også anbefales til den kresne hi-fi-entusiasten. Designet bygger videre på det opprinnelige Project 03, og drar nytte av nyere og bedre utgangstransistorer.

De oppgitte spesifikasjonene til forsterkeren er som følger:

----------------------------------------------
Effekt:*                Ca. 2 × 60 W (8 Ω)
Strømforsterkning:      27 dB
Inngangsimpedans:       24,2 kΩ
Inngangssensitivitet:   1,22 V for 100 W (8 Ω)
Båndbredde:             10 Hz-30 kHz (-1 dB)
Klirr:                  0,04 %, 1-80 W
DC offset:              <100 mV
----------------------------------------------

* Avhenger av transformator.

Forsterkeren er en klasse AB-forsterker, altså en blanding av en klasse A-forsterker og en klasse B-forsterker. For små signaler fungerer den som en klasse A-forsterker, og utgangstransistorene er konstant «på» - men siden dette bare gjelder små signaler, trekker ikke forsterkeren like mye strøm som en ekte klasse A-forsterker, som er konstant «på» uavhengig av lydnivået. For store signaler fungerer forsterkeren som en klasse B-forsterker, og utgangstransistorene bytter på å forsterke positive deler av signalet og negative. Forsterkeren bruker negativ tilbakekobling for å oppnå linearitet for høye strømmer og spenninger. (For en detaljert gjennomgang av kretsens oppbygning og virkemåte, se kretsanalysen.)

Simulering

Bode-diagrammet viser at forsterkeres maksimale båndbredde ligger fra 1/2 Hz til ca. 500 kHz. Den originale kretsen ville normalt gått mye høyere, men siden vi har modifisert kretsen noe ved å koble 368 pF kondensatorer i parallell med C_4 og C_6 (se modifikasjonene for detaljer), blir de flaskehalsen i kretsen.

Det lydmessig interessante området ligger fra 20 Hz til 20 kHz (hi-fi), og av utsnittet ser vi at dette området ligger ganske flatt.

Målinger

Forsterkning

Vi fikk at 8 mV inn ga 140 mV ut. Det gir en forsterking på

    0,14 V
A = ------- = 17,5
    0,008 V

I desibel tilsvarer dette

A_db = 20 lg 17,5 = 24,9 dB

Utgangsimpedans

Utgangsimpedansen finnes ved å sammenligne utgangsspenningen med last med utgangsspenningen uten last. Vi har følgende målinger for 40 mV inn på inngangen:

-------------------------------------------------------------
Frekvens   Uten last         Ved 1 Ω            Tap
---------- ----------------- ------------------ -------------
40 Hz      v_o = 833,40 mV   v_oL = 830,50 mV   Δv_o = 2,9 mV
1 kHz      v_o = 834,78 mV   v_oL = 832,08 mV   Δv_o = 2,7 mV
16 kHz     v_o = 833,90 mV   v_oL = 831,90 mV   Δv_o = 2,0 mV
-------------------------------------------------------------

Gjennomsnittlig verdi for utgangsspenning uten last blir v_o = 834,03 mV, for utgangsspenning med last v_oL = 831,49 mV og for tap Δv_o = 2,5 mV.

For å finne utgangsimpedansen, la oss betrakte en skjematisk fremstilling av forsterkeren uten last:

Ettersom det ikke går noen strøm i forsterkeren, er spenningsfallet over utgangsimpedansen, R_o, lik null, og vi har v_o = A v_i. Med last:

Her har vi følgende spenningsdeling over R_o og R_L:

               R_L
v_oL = A v_i ---------
             R_o + R_L

             R_L
     = v_o ---------
           R_o + R_L

hvor vi utnytter at v_o = A v_i for å få en sammenheng mellom v_oL og v_o. Uttrykket kan så ordnes for R_o:

          / v_o - v_oL \
R_o = R_L | ---------- |
          \    v_oL    /

      v_o - v_oL
    = ----------   dersom R_L = 1 Ω
         v_oL

Her ser vi verdien av å måle med en utgangslast på 1 Ω - uttrykket blir enklere. Vi setter inn for gjennomsnittsverdiene og får en utgangsimpedans på

      v_o - v_oL   834,03 mV - 831,49 mV
R_o = ---------- = --------------------- = 0,003 Ω
         v_oL            831,49 mV

På grunn av forsterkerens negative tilbakekobling blir utgangsimpedansen mindre enn den ellers ville ha vært.

Dempningsfaktor

«Damping factor ... is probably the all-time least important and over-used non-specification for an amplifer.» - Richard D. Pierce, rec.audio.high-end

Dempningsfaktor ved 8 Ω:

R_L     8 Ω
--- = ------- = 2667
R_o   0,003 Ω

Klirr

I et lydsignal er det ved siden av grunntonen også til stede flere overharmoniske toner. Disse overharmoniske tonene er toner med frekvenser som er N ganger høyere enn grunntonens frekvens. Det er denne sammensetningen av de overharmoniske tonene sammen med grunntonen som bestemmer klangen til en tone.

Når vi skal forsterke et signal, er vi kun interessert i å forsterke grunnfrekvensen, og unngå å få med andre overtoner enn de som allerede er i signalet. Får vi med flere overharmoniske toner, har vi fått det som kalles klirr. Får man med veldig mange overtoner, blir klirrfaktoren stor og signalet blir deformert gjennom forsterkeren.

En måte klirr ofte oppstår på er hvis en eller flere transistorer jobber på feil arbeidspunkt. Det vil da oppstå klirr på signalet. Klirr måles ved hjelp av et klirrmeter som registrerer de overharmoniske komponentene til et sinussignal og returnerer en prosentverdi.

For å beregne klirr har man følgende formel:

     +---------------------------+
     |U_2^2 + U_3^2 + U_4^2 + ...
K =  |--------------------------- * 100 %
    \|            U_1^2

Vi målte klirr ved å koble opp og måle som vist på figuren:

Vi målte en klirrfaktor på 0,015 % ved 1 W og 1 kHz.

Båndbredde

Båndbredden er 20 Hz-20 kHz. Målinger ved 8 Ω og 1 W ga:

--------------------
20 Hz       2,933 mV
100 Hz      2,948 mV
1000 Hz     2,950 mV
10 000 Hz   2,949 mV
20 000 Hz   2,946 mV
--------------------

Dermed har vi

2,950 mV - 2,933 mV = 17 mV

som gir

      /  17 mV   \
20 lg | -------- | = 0,05 dB
      \ 2,950 mV /

Effekt

Utgangseffekten målt med effektmeter var 2 × 55 W ved 8 Ω.

En dobling av effekten vil ikke gi mer enn 3 dB økning i lyden. For eksempel vil en høyttaler med sensitivitet lik driftseffekten 96 dB ved 1 m 1 W gi:

                          / P_maks \                 / 55 W \
I_dBmaks = I_sens + 10 lg | ------ | = 96 dB + 10 lg | ---- | = 113,4 dB
                          \  1 W   /                 \ 1 W  /

Dette vil ved en sitteavstand på 4 m gi:

                          / 4 m \                    / 4 m \
I_dBmaks = I_sens - 20 lg | --- | = 113,4 dB - 20 lg | --- | = 101,36 dB
                          \ 1 m /                    \ 1 m /

hvor vi ser bort fra akustikk i vegger.

Kretsskjema

Kretsskjema fra Multisim. For det opprinnelige kretsskjemaet til Rod Elliott, se kretsanalysen. For et modifisert skjema som viser hvordan kretsen ble etter egne justeringer, se modifikasjonene.

Kretsanalyse

Grunnleggende begreper

Den følgende kretsanalysen forutsetter en viss kjennskap til elektroniske kretser og modellering av disse. For å gjøre den mer tilgjengelig, men også for presisjonens skyld, gjennomgår vi her noen av de grunnleggende begrepene som analysen baserer seg på.

Denne seksjonen kan skumleses eller hoppes over av dem som allerede er kjent med elementær elektronisk kretsteori.

Forspenning av transistorer i det aktive området

En transistor har tre utganger eller terminaler - base (B), emitter (E) og kollektor (C) - og dermed også tre overganger - base-emitter-, base-kollektor- og kollektor-emitter-overgangen. Transistorens «oppførsel» eller modus avhenger av hvilke spenninger man påtrykker disse overgangene, dvs. av hvordan man forspenner transistoren. Den modusen man typisk er interessert i hva forsterkere angår, kalles det aktive området, og er kjennetegnet ved at små endringer i base-emitter-spenningen (v_BE) gir store endringer i kollektorstrømmen (i_C). Kollektorstrømmen er relatert til den mye mindre basestrømmen (i_B) ved i_C = β i_B, der β er transistorens strømforsterkning.

Såkalte BJT-transistorer (bipolare transistorer) kommer i to varianter: NPN-transistorer og PNP-transistorer. I en NPN-transistor går strømmen inn i basen og kollektoren og kommer ut av emitteren. I en PNP-transistor går strømmen inn i emitteren og kommer ut av basen og kollektoren. (For begge transistorer er emitterstrømmen lik summen av base- og kollektorstrømmen, dvs. i_E = i_B + i_C.) Transistorene symboliseres med en pil på emitterutgangen som indikerer strømretningen og dermed også transistortypen.

NPN- og PNP-transistorer i det aktive området.

For å forspenne en NPN-transistor i det aktive området må base-emitter-spenningen være rundt 0,7 V, dvs. basespenningen må ligge ca. 0,7 V over emitterspenningen (eller under for en PNP-transistor).* Dessuten må kollektorspenningen ikke ligge mer enn ca. 0,4 V under basespenningen (eller over for en PNP-transistor); vanligvis ligger kollektorspenningen godt over (eller under) basespenningen, som på figuren.

* Vi kan ikke snakke om «spenningen i et punkt» i kretsen på samme måte som vi snakker om strømmen i punktet (strømgjennomgangen målt i coulomb per sekund eller ampere), for spenning er alltid over en strekning, dvs. mellom to ytterpunkter. Når vi f.eks. sier at «kollektorspenningen er 12 V», mener vi alltid at kollektorutgangens spenningspotensial i forhold til jord er 12 V (hvor jord er nullpotensialet, 0 V); eller med andre ord, spenningen over strekningen fra kollektorutgangen til jord er 12 V (dersom det er flere slike strekninger, spiller det ingen rolle hvilken man betrakter ettersom spenningen er den samme over alle grener i en parallellkobling). At spenningen i et punkt ligger «over» spenningen i et annet, er å forstå som at det første punktets spenningspotensial i forhold til jord er større enn det andres. I denne rapporten bruker vi om hverandre uttrykksmåter som «basespenningen» (baseutgangens spenningspotensial i forhold til jord, dvs. spenningen over strekningen fra basen til jord), «base-emitter-spenningen» (spenningen over strekningen fra basen til emitteren, eller mer presist, baseutgangens spenningspotensial i forhold til jord minus emitterutgangens spenningspotensial i forhold til jord) og «spenningsfallet over motstanden» (spenningen over motstanden, dvs. mellom motstandens to terminaler).

Arbeidspunkt og småsignal

En forsterkerkrets inneholder flere spenningskilder, både konstantkilder (DC-spenning) og en signalkilde (AC-spenning). Ifølge superposisjonsprinsippet kan en hvilken som helst spenning eller strøm i kretsen finnes ved å beregne summen av strøm- og spenningskildenes enkeltbidrag, der bidraget fra en strøm- eller spenningskilde finnes ved å erstatte de øvrige strøm- eller spenningskildene med hhv. brudd eller kortslutninger, og så beregne den resulterende spenningen eller strømmen. For eksempel: Hvis kretsen inneholder DC-kildene V_+ og V_- og AC-kilden v_~ (og ingen strømkilder), kan spenningspotensialet i punktet P, v_P, uttrykkes som

v_P = v_P'(V_+) + v_P''(V_-) + v_P'''(v_~)

hvor v_P'(V_+) er spenningspotensialet i P når V_- og v_~ erstattes med kortslutninger, v_P''(V_-) er spenningspotensialet i P når V_+ og v_~ erstattes med kortslutninger, osv.* La oss gruppere enkeltbidragene i DC- og AC-bidrag:

v_P = v_P'(V_+) + v_P''(V_-) + v_P'''(v_~)
      \__________ _________/   \____ ____/
                 v                  v
                 DC                 AC

    = V_PQ + v_p

hvor V_PQ = v_P'(V_+) + v_P''(V_-) og v_p = v_P'''(v_~). Vi kan nå innføre følgende terminologi: V_PQ er arbeidspunktet til v_P, og v_p er småsignalet til v_P. Arbeidspunktet er DC-delen av v_P, som AC-delen - småsignalet - varierer rundt.

Siden superposisjonsprinsippet gjelder for strømmer så vel som spenninger, kan alle strømmer og spenninger i kretsen deles opp i en arbeidspunktsdel og en småsignalsdel.

* Det er vanlig å bare skrive v_P', v_P'', osv. Her anfører vi spenningskilden i parentes for å gjøre notasjonen tydeligere.

Småsignalmodeller

Superposisjonsprinsippet gjør det mulig å betrakte kretsens DC- og AC-egenskaper hver for seg. Ved å fjerne alle konstantkildene, men beholde signalkilden, får man et småsignalskjema, som gjør det mulig å analysere og beregne forsterkerens signalegenskaper, f.eks. signalforsterkningen.

Slike analyser modellerer transistorenes småsignalegenskaper. De to mest brukte småsignalmodellene er den forenklede hybride π-modellen og T-modellen. Disse modellene inneholder en styrt strømkilde som tilsvarer strømforsterkningen (β), samt en inngangsmotstand enten på basen (r_π) eller emitteren (r_e).

Forenklet hybrid π-modell og T-modell (NPN-transistor).

Modellenes parametre avhenger av transistorens parametre. β er her transistorens småsignal-strømforsterkning, altså forholdet mellom småsignal-kollektorstrømmen og småsignal-basestrømmen (β = i_c / i_b). Den er ofte oppgitt i databladet som h_fe (hvis den ikke er oppgitt, kan den tilnærmes med DC-forsterkningen h_FE).

r_π, brukt i den hybride π-modellen, er inngangsmotstanden til base-emitter-overgangen sett fra basen. Den er definert som småsignal-base-emitter-spenningen delt på småsignal-basestrømmen:

      v_be
r_π = ----
      i_b

For å finne r_π er det vanlig å gå veien om transkonduktansen, g_m, som er forholdet mellom småsignal-kollektorstrømmen og småsignal-base-emitter-spenningen:

      i_c    I_CQ    I_CQ
g_m = ---- = ----- = ----   dersom n = 1
      v_be   n V_T   V_T

der n = 1-2 (ofte settes n = 1 slik at den kan sløyfes) og V_T = 25 mV ved en omgivelsestemperatur på 25 °C. Dersom transistoren er i det aktive området, er forholdet nesten konstant, og transkonduktansen kan forstås som stigningsgraden til i_C-v_BE-kurven i arbeidspunktet:

      ∂ i_C  |
g_m ≈ ------ |
      ∂ v_BE | i_C = I_CQ

Ettersom i_c = g_m v_be, er basestrømmen gitt ved i_b = i_c / β = g_m v_be / β, og vi får for r_π:

      v_be       v_be        β
r_π = ---- = ------------ = ---
      i_b    g_m v_be / β   g_m

Tilsvarende er r_e, brukt i T-modellen, inngangsmotstanden til base-emitter-overgangen sett fra emitteren:

      v_be
r_e = ----
      i_e

Ettersom i_e = i_b + i_c og i_c = β i_b, er i_e = (β + 1) i_b. Det gir for r_e:

         v_be               v_be                β         α     1    V_T
r_e = ----------- = -------------------- = ----------- = --- ≈ --- = ----
      (β + 1) i_b   (β + 1) g_m v_be / β   (β + 1) g_m   g_m   g_m   I_CQ

der α er forholdet mellom emitterstrømmen og kollektorstrømmen (i_c = α i_e) og er tilnærmet lik 1. Da v_be = i_b r_π = i_e r_e, finnes følgende sammenheng mellom r_π og r_e:

r_π = (β + 1) r_e

Råforsterkning og tilbakekobling

En klasse AB-forsterker kombinerer egenskapene til en klasse A-forsterker og en klasse B-forsterker. For små inngangssignaler (lav musikk) fungerer forsterkeren som en klasse A-forsterker, og utgangstransistorene er i det aktive området. For store signaler (høy musikk) fungerer forsterkeren som en klasse B-forsterker, og utgangstransistorene bytter på å forsterke henholdsvis positive halvperioder og negative halvperioder (for et sinussignal). Når forsterkeren fungerer som en klasse B-forsterker, påtrykkes utgangstransistorene spenninger langt utover det aktive området. Forsterkningen blir dermed ikke lineær, ettersom transistorene bare er i det aktive området for små strømmer og spenninger.

For å oppnå en kraftig forsterkning som også er lineær, anvendes negativ tilbakekobling: Det ulineært forsterkede signalet fra utgangstransistorene sendes tilbake inn på en differensialforsterker ved inngangen (utgjøres av transistorene Q_1 og Q_2). I dette oppsettet tvinges de to inngangssignalene til å være så like hverandre som mulig, noe som har en fordelaktig effekt på det ulineært forsterkede signalet.

Med andre ord gjør den negative tilbakekoblingen den ulineære forsterkningen mindre. Differensialforsterkeren sammenligner det «lineære» inngangssignalet med det «ulineære» forsterkningssignalet og gir utgangstransistorene det signalet de trenger for å summa summarum produsere en nær lineær forsterkning.

For å finne forsterkningen med tilbakekobling må vi først finne forsterkningen uten tilbakekobling, dvs. råforsterkningen. Det betyr å følge signalets bane gjennom kretsen og, for hvert trinn i forsterkeren, beregne forsterkningen.* Den totale råforsterkningen er dermed gitt som produktet av alle enkelttrinnforsterkningene. Fordi vi får behov for å beregne utgangslasten til hvert trinn, går vi gjennom kretsen baklengs - fra utgangssignalet til inngangssignalet - slik at vi kan uttrykke utgangslasten til tidligere trinn med utgangspunkt i inngangsimpedansen til senere trinn.

* Her bruker vi ordet «forsterkning» i en noe utvidet betydning, dvs. som en multiplikator som godt kan være under 1. En verdi på f.eks. 0,8, som effektivt vil forminske signalet snarere enn forsterke det i den ordinære betydningen, betraktes altså også som en «forsterkning».

Det opprinnelige kretsskjemaet for forsterken, etter Rod Elliott. Komponenter markert med * er utelatt fra kretskortet.

Utgangstransistorene

Forsterkeren har to store utgangstransistorer, Q_7 og Q_8, som forsterker henholdsvis positive og negative halvperioder av signalet når den fungerer som en klasse B-forsterker, som vi i denne analysen vil betrakte den som. Vi vil derfor begrense oss til å se på Q_7, som er koblet sammen med Q_5 i en såkalt Sziklai-kobling. Denne koblingen gjør det mulig å betrakte Q_7 og Q_5 som én stor transistor med strømforsterkning lik produktet av strømforsterkningene til Q_7 og Q_5 (noe som vil vises under), og det er dermed rimelig å regne også Q_5 som en del av dette trinnet.

Strømmen avhenger av utgangslasten (dvs. impedansverdien til høyttaleren), som vi kaller R_L, og som typisk er på 8 Ω. Verdien er imidlertid ikke relevant før vi har foretatt en arbeidspunktanalyse av kretsen som gir oss den informasjonen vi trenger for numeriske utregninger. Inntil videre begrenser vi oss til småsignalanalyser, som gir oss symbolske uttrykk for enkelttrinnforsterkningene. De numeriske verdiene fyller vi inn siden.

For å analysere Sziklai-koblingen av Q_5 og Q_7 bytter vi ut begge transistorene med forenklede hybride π-modeller. Vi får dermed to basemotstander, r_π5 og r_π7, og to styrte strømkilder med forsterkningsgrad β_5 og β_7, henholdsvis. Basestrømmen til Q_5 kaller vi i_b5, emitterstrømmen i_e5 og kollektorstrømmen i_c5, mens basestrømmen til Q_7 kaller vi i_b7, osv. Dette navngivningssystemet følger vi konsekvent i hele analysen for å skille kretsens mange størrelser fra hverandre.

Vi tar utgangspunkt i i_b5, som vi betrakter som trinnets inngangsstrøm - og basespenningen til Q_5, v_b5, er tilsvarende inngangsspenningen. Trinnets utgangsspenning er spenningen over R_L, v_o, som skapes av utgangsstrømmen i_o. Vi vil i analysen anta at den samme strømmen går gjennom R_13 og R_L: Strømmen fra R_13 går riktignok også til R_5, R_14 og R_15, men R_5 ses bort fra ettersom vi beregner forsterkningen uten tilbakekobling, R_15 er koblet i serie med kondensatoren C_7, som har veldig lav kapasitans og dermed høy reaktans for alle frekvenser unntatt de aller høyeste, og R_14 går til utgangstransistoren Q_6, som under analysens antagelser ikke er aktiv når Q_7 er aktiv og forsterkeren fungerer som en klasse B-forsterker.

Det første vi kan se er at i_c5 er lik summen av i_b7 og strømmen gjennom R_11, og da kan vi bruke strømdelingsprinsippet for å finne i_b7 uttrykt ved i_c5. Vi får

          R_11               R_11
i_b7 = ----------- i_c5 = ----------- β_5 i_b5
       R_11 + r_π7        R_11 + r_π7

der vi bruker strømforsterkningen til Q_5, β_5, for å uttrykke i_c5 med i_b5. Tilsvarende er i_c7 = β_7 i_b7, og vi har

          R_11
i_c7 = ----------- β_5 β_7 i_b5
       R_11 + r_π7

mens i_e5 = (β_5 + 1) i_b5. Utgangsstrømmen, i_o, er nå gitt ved

i_o = i_e5 + i_c7
                           R_11
    = (β_5 + 1) i_b5 + ----------- β_5 β_7 i_b5
                       R_11 + r_π7

           /                 R_11             \
    = i_b5 | (β_5 + 1) + ------------ β_5 β_7 |
           \              R_11 + r_π7         /
             \_______________ ______________/
                             v
                            β_57

der vi kan betrakte β_57 (uttrykket i parentesen) som den totale forsterkningen til Sziklai-koblingen av Q_5 og Q_7. Ved hjelp av noen avrundinger kan vi gjøre uttrykket for denne forsterkningen en hel del enklere:

                      R_11               R_11 β_5 β_7
β_57 = (β_5 + 1) + ----------- β_5 β_7 = ------------ + β_5 + 1
                   R_11 + r_π7           R_11 + r_π7

           β_5 β_7
     ≈ --------------- + β_5 + 1 ≈ β_5 β_7 + β_5 + 1   ettersom r_π7 << R_11
       1 + r_π7 / R_11

     ≈ β_5 β_7 + β_5 = β_5 (β_7 + 1)

     ≈ β_5 β_7

Her har vi bekreftet det vi sa om Sziklai-koblingen innledningsvis - at den totale strømforsterkningen er (tilnærmet) lik produktet av strømforsterkningene til Q_7 og Q_5.

Utgangsspenningen er gitt ved v_o = i_o R_L = i_b5 β_57 R_L. Inngangsspenningen er lik summen av alle spenningsfallene fra basen til Q_5 til jord:

v_b5 = i_b5 r_π5 + i_o R_13 + i_o R_L

     = i_b5 r_π5 + i_b5 β_57 (R_13 + R_L)

     = i_b5 (r_π5 + β_57 (R_13 + R_L))
             \___________ __________/
                         v
                        R_iu

der innholdet i parentesen, R_iu, er inngangsimpedansen til trinnet. Forsterkningen, som vi kan kalle A_u, blir

      v_o             i_b5 β_57 R_L                    β_57 R_L
A_u = ---- = ------------------------------- = ------------------------
      v_b5   i_b5 (r_π5 + β_57 (R_13 + R_L))   r_π5 + β_57 (R_13 + R_L)

Ettersom β_57 ≈ β_5 β_7 og r_π5 ≈ β_5 r_e5, kan uttrykket avrundes og forenkles:

                β_5 β_7 R_L                      β_5 β_7 R_L                    β_7 R_L
A_u ≈ ------------------------------- = ----------------------------- = -----------------------
      β_5 r_e5 + β_5 β_7 (R_13 + R_L)   β_5 (r_e5 + β_7 (R_13 + R_L))   r_e5 + β_7 (R_13 + R_L)

          β_7 R_L           R_L
    ≈ ---------------- = ----------                             (1)
      β_7 (R_13 + R_L)   R_13 + R_L

Ettersom telleren er mindre enn nevneren, er A_u < 1.

Klasse A-driveren

Av de foregående resultatene er to av avgjørende viktighet for analysen av klasse A-driveren (transistoren Q_4). Det ene er inngangsimpedansen til utgangstransistortrinnet, R_iu. Det andre er nevnte trinns forsterkning, A_u.

Q_4 er koblet til en v_BE-multiplikator som sørger for en konstant DC-spenning mellom Q_5 og Q_6, og som utgjøres av transistoren Q_9, motstanden R_16 og potensiometeret VR_1. Multiplikatoren kan erstattes med en konstant spenningskilde, som i småsignalskjemaet erstattes med en kortslutning. Således får vi kollektoren til Q_4 koblet til en parallellkobling av Q_5, Q_6 og bootstrap-motstanden R_9. Vi ser bort fra kondensatoren C_4, som er en koblingskondensator som fjerner «parasitt»-oscillasjoner.

Når vi skal finne utgangslasten til klasse A-driveren, er inngangsimpedansen til Q_5 (så vel som Q_6) gitt ved R_iu. Spenningsfallet over bootstrap-motstanden R_9 avhenger imidlertid av forsterkningen til utgangstransistorene, A_u: Spenningspotensialet i den øvre terminalen til R_9 er v_b5, mens spenningspotensialet i den nedre terminalen er v_o, som er gitt ved v_o = A_u v_b5. Spenningsfallet over motstanden er differansen mellom disse to potensialene, og vi får at v_R9 = v_b5 - v_o = v_b5 - A_u v_b5.

Skjematisk fremstilling av bootstrap-koblingen.

Vi kan nå finne strømmen gjennom R_9-motstanden, som vi kaller i_9. Den er gitt ved spenningsfallet delt på resistansen:

      v_b5 - A_u v_b5   1 - A_u
i_9 = --------------- = ------- v_b5
            R_9           R_9

Bootstrap-resistansen til R_9, dvs. inngangsimpedansen til bootstrap-koblingen, er gitt ved spenningspotensialet ved inngangen (den øvre terminalen til R_9) delt på strømmen gjennom dette punktet. Vi kaller denne størrelsen for R_9' og får

       v_b5           v_b5             R_9
R_9' = ---- = -------------------- = -------
       i_9    v_b5 (1 - A_u) / R_9   1 - A_u

Vi vet at A_u < 1, og det betyr at R_9' > R_9 (med en faktor på 1 / (1 - A_u)). Så er også dette selve formålet med bootstrap-koblingen - å oppnå en «større» resistans AC-messig enn den rene motstandsverdien til R_9. Dermed blir forsterkningen større.

Nå kan vi finne utgangslasten til klasse A-driveren, R_La. Dersom forsterkeren fungerer som en klasse B-forsterker, får vi inngangsimpedansen til Q_5 (eller Q_6), R_iu, i parallell med inngangsimpedansen til bootstrap-koblingen, R_9':

                       R_iu R_9'
R_La = R_iu || R_9' = -----------
                      R_iu + R_9'

(Dersom forsterkeren fungerer som en klasse A-forsterker, er både Q_5 og Q_6 aktive, og vi får R_La = R_iu || R_iu || R_9' = 1/2 R_iu || R_9'.) Utgangsstrømmen, kollektorstrømmen til Q_4, er tilnærmet lik i_9 ettersom basestrømmen til Q_5 er neglisjerbar. Utgangsspenningen, kollektorspenningen til Q_4, er dermed gitt ved v_c4 = i_c4 R_La ≈ i_9 R_La.

Ettersom det eneste som står mellom basen til Q_4 og jord er basemotstanden r_π4 (som dermed er inngangsimpedansen), er inngangsspenningen, v_b4, gitt ved

v_b4 = i_b4 r_π4

Forsterkningen, som vi kan kalle A_a, blir

      v_c4   β_4 i_b4 R_La   β_4 R_La
A_a = ---- = ------------- = --------                           (2)
      v_b4     i_b4 r_π4       r_π4

Differensialforsterkeren

Differensialforsterkeren konseptualisert som en operasjonsforsterker.

Til venstre: med den ene inngangen jordet. Til høyre: med negativ tilbakekobling.

Differensialforsterkeren på inngangen realiseres av et såkalt long-tailed pair som utgjøres av de identiske transistorene Q_1 og Q_2. Transistoren Q_3, som dette er koblet videre til, utgjør sammen med lysdioden, D_1, en strømkilde. I et småsignalskjema erstattes strømkilder med brudd, og dermed kan vi eliminere Q_3 fra analysen.

Basen til Q_1 er differensialforsterkerens ene inngang. Basen til Q_2 er dens andre inngang. Kollektoren til Q_1 er utgangen.* For å finne differensialforsterkningen uten tilbakekobling kobler vi basen til Q_2 til jord, og bytter så ut Q_1 og Q_2 med T-modeller.

* En differensialforsterker har vanligvis to utganger s.a. utgangsspenningen er gitt ved differansen mellom spenningspotensialene. Her er imidlertid kollektoren til Q_2 jordet, så utgangsspenningen kan sies å utgjøres av spenningspotensialet til kollektoren til Q_1 alene.

Fordi emitterne er koblet sammen og Q_3 faller bort, går den samme signalstrømmen gjennom emittermotstandene til Q_1 og Q_2, som er identiske (r_e1 = r_e2). Ettersom basen til Q_2 i denne analysen er koblet til jord, er spenningen over motstandene lik basespenningen til Q_1, v_b1. Dermed er emitterstrømmen til begge transistorene gitt ved

               v_b1
i_e1 = i_e2 = ------
              2 r_e1

Emitterstrømmen til Q_1 er relatert til kollektorstrømmen til Q_1 med faktoren α, som er tilnærmet lik 1 ettersom disse strømmene er nesten identiske: i_c1 = α i_e1 ≈ i_e1.* Når vi kjenner kollektorstrømmen til Q_1, kan vi beregne kollektorspenningen til Q_1 - utgangsspenningen til differensialforsterkeren - ved å finne spenningsfallet fra kollektoren til jord (dvs. signaljord, jord i småsignalskjemaet).

* α kan uttrykkes med β slik:

     i_C     β i_B        β
α = --- = ------------ = ------
     i_E   (β + 1) i_B   β + 1

som er tilnærmet lik 1 ettersom β >> 1.

Imidlertid er kollektoren til Q_1 koblet til to komponenter i parallell - motstanden R_6 og transistoren Q_4. For å finne spenningsfallet mot jord erstatter vi Q_4 med en forenklet hybrid π-modell, slik at vi får basemotstanden r_π4 i parallell med R_6.

Skjemaet viser at vi også får kondensatoren C_4 i parallell med r_π4. Men vi ser bort fra C_4 og betrakter parallellkoblingen av R_6 og r_π4, som vi kaller R_6' (dvs. R_6' = R_6 || r_π4). Denne går til jord, og kollektorspenningen er dermed gitt ved

                                     R_6'
v_c1 = i_c1 R_6' ≈ i_e1 R_6' = v_b1 ------
                                    2 r_e1

Nå er v_b1 inngangsspenningen til differensialforsterkeren, og v_c1 er utgangsspenningen. Forsterkningen til differensialforsterkeren, som vi kan kalle A_d, blir da

      v_c1    R_6'
A_d = ---- = ------                                             (3)
      v_b1   2 r_e1

Inngangen

Mellom differensialforsterkeren og inngangen er det plassert noen kondensatorer og motstander som filtrerer bort DC-spenning og støy, samt sørger for korrekte inngangsstrømmer og -spenninger. Vi ser bort fra kondensatorene, men er interessert i å finne spenningsforsterkningen. Først finner vi utgangsspenningen, v_b1, som er summen av alle spenningsfallene fra basen til Q_1 og jord:

v_b1 = i_e1 (r_e1 + r_e2) = (β_1 + 1) i_b1 (r_e1 + r_e2) ≈ i_b1 (2 β_1 r_e1)
                                                                 \____ ___/
                                                                      v
                                                                     R_Li

Her er kollektoren til Q_2 fortsatt koblet til jord. i_b1 er trinnets utgangsstrøm, mens R_Li er utgangslasten, som kan betraktes som i serie med R_3. La R_p = R_2 || (R_3 + R_Li). Spenningsdelingsprinsippet gir følgende sammenheng mellom inngangsspenningen, v_i, og spenningen over parallellkoblingen, v_p:

             R_p
v_p = v_i ---------
          R_1 + R_p

Ettersom v_p er spenningen over seriekoblingen av R_3 og R_Li, er også utgangsspenningen gitt ved spenningsdeling:

              R_Li
v_b1 = v_p ----------
           R_3 + R_Li

De to uttrykkene kan settes sammen til ett stort uttrykk. Forsterkningen, som vi kan kalle A_i, blir dermed

         R_p         R_Li
A_i = --------- * ----------                                    (4)
      R_1 + R_p   R_3 + R_Li

der R_p = R_2 (R_3 + R_Li) / (R_2 + R_3 + R_Li).

Tilbakekoblingen

Selve tilbakekoblingen er en enkel spenningsdeler inn på basen til Q_2 (kondensatoren C_3 ignoreres). Vi går fra høyre til venstre, slik at inngangsspenningen til tilbakekoblingen er utgangsspenningen til forsterkeren, v_o, mens utgangsspenningen til tilbakekoblingen er basespenningen til Q_2, v_b2. Basestrømmen er neglisjerbar, og spenningsdeleren gir følgende sammenheng mellom spenningene:

       R_4
v_o --------- = v_b2
    R_4 + R_5

Tilbakekoblingsfaktoren, som vi kaller β, blir dermed

    v_b2      R_4
β = ---- = ---------                                            (5)
    v_o    R_4 + R_5

Arbeidspunktanalyse

For å bestemme kretsens DC-egenskaper tar vi utgangspunkt i hvilestrømmen gjennom motstandene R_13 og R_14. Den stilles inn med potensiometeret VR_1 og bør ifølge Rod Elliott ligge på ca. 75 mA, som svarer til 50 mV over R_13 og R_14.

Vi kaller denne strømmen I_Q (for quiescent current). (Ettersom spenningen over base-emitter-overgangen til Q_5 og Q_7 er ca. 0,7 V - et «diodedropp» - når transistorene er i det aktive området, er spenningen over v_BE-multiplikatoren gitt ved 2 * 0,7 V + 50 mV = 1,45 V.)

Da kollektoren til Q_7 leverer brorparten av hvilestrømmen fra +35 V til jord (utgangen er DC-jord, ettersom den bare leverer signalspenning), og kollektoren til Q_8 leverer brorparten fra jord til -35 V, er

I_C7Q = I_C8Q = I_Q = 75 mA

Dersom Q_7 er av typen MJL1302A, er strømforsterkningen β_7 = 100. Ettersom kollektorstrømmen til Q_5 er tilnærmet lik basestrømmen til Q_7 (strømmen gjennom R_11 er veldig liten), får vi at

        I_C7Q   75 mA
I_C5Q = ----- = ----- = 750 μA
         β_7     100

Q_5 er av typen BD139, og har for denne strømmen forsterkning β_5 = 25. Dens småsignal-motstander blir

        V_T    25 mV
r_e5 = ----- = ------ = 33,3 Ω
       I_C5Q   750 μA

r_π5 = (β_5 + 1) r_e5 = (25 + 1) * 33,3Ω = 866 Ω

Av ligning (1) blir utgangstransistorenes forsterkning dermed:

              β_7 R_L                     100 * 8 Ω
A_u = ----------------------- = ----------------------------- = 0,92
      r_e5 + β_7 (R_13 + R_L)   33,3 Ω + 100 * (0,33 Ω + 8 Ω)

som er tilnærmet lik R_L / (R_13 + R_L) = 8 Ω / (0,33 Ω + 8 Ω) = 0,96.

For å beregne forsterkningen til klasse A-driveren, A_a, må vi først finne kollektorlasten til Q_4, R_La. Den er gitt ved parallellkoblingen av R_iu og R_9', der

R_iu = r_π5 + β_57 (R_13 + R_L)
     = 866 Ω + 25 * 100 * (0,33 Ω + 8 Ω)   der β_57 ≈ β_5 β_7
     = 21,7 kΩ

og

         R_9      3,3 kΩ
R_9' = ------- = -------- = 41,3 kΩ
       1 - A_u   1 - 0,92

R_La blir dermed

                       R_iu R_9'    21,7 kΩ * 41,3 kΩ
R_La = R_iu || R_9' = ----------- = ----------------- = 14,2 kΩ
                      R_iu + R_9'   21,7 kΩ + 41,3 kΩ

Videre må vi finne kollektorstrømmen til Q_4, som er omtrent den samme strømmen som går gjennom R_9 og R_10. Spenningspotensialet i den nedre terminalen til R_10 er -35 V, mens potensialet i den øvre terminalen til R_9 er -I_Q R_14 - V_BE6 = -25 mV - 0,7 V = -0,73 V. Strømmen blir dermed

        -0,73 V - (-35 V)       34,27 V
I_C4Q = ----------------- = --------------- = 5,19 mA
            R_9 + R_10      3,3 kΩ + 3,3 kΩ

Q_4 er av typen BD140, som for denne strømmen har forsterkning β_4 = 140. Dens småsignal-basemotstand blir

                  V_T               25 mV
r_π4 = (β_4 + 1) ----- = (140 + 1) ------- = 680 Ω
                 I_C4Q             5,19 mA

Av (2) blir klasse A-driverens forsterkning dermed:

      β_4 R_La   140 * 14,2 kΩ
A_a = --------- = ------------ = 2924
        r_π4         680 Ω

For å beregne forsterkningen til differensialforsterkeren, A_d, må vi finne kollektorstrømmen til Q_1. Den går gjennom motstanden R_6, som er koblet over base-emitter-overgangen til Q_4. Vi kan dermed anta at spenningsfallet over motstanden er om lag 0,7 V, hvilket gir

        V_EB4   0,7 V
I_C1Q = ----- = ----- = 1,25 mA
         R_6    560 Ω

Q_1, som er av typen BC546, har strømforsterkning β_1 = 200 for denne kollektorstrømmen. Småsignal-emittermotstanden blir

        V_T     25 mV
r_e1 = ----- = ------- = 20 Ω
       I_C1Q   1,25 mA

Videre trenger vi R_6', som er parallellkoblingen av R_6 og r_π4:

                      R_6 r_π4    560 Ω * 680 Ω
R_6' = R_6 || r_π4 = ---------- = ------------- = 307 Ω
                     R_6 + r_π4   560 Ω + 680 Ω

Av (3) blir differensialforsterkerens forsterkning dermed:

       R_6'     307 Ω
A_d = ------ = -------- = 7,7
      2 r_e1   2 * 20 Ω

For å beregne forsterkningen til inngangen, A_i, må vi finne utgangslasten til trinnet, R_Li. Den er gitt ved

R_Li = 2 β_1 r_e1 = 2 * 200 * 20 Ω = 8 kΩ

Vi trenger også R_p, som er parallellkoblingen av R_2 og R_3 + R_Li:

                            R_2 (R_3 + R_Li)    22 kΩ * (2,2 kΩ + 8 kΩ)
R_p = R_2 || (R_3 + R_Li) = ---------------- = ------------------------ = 7 kΩ
                            R_2 + R_3 + R_Li    22 kΩ + 2,2 kΩ + 8 kΩ

Av (4) blir inngangens forsterkning dermed:

         R_p         R_Li          7 kΩ            8 kΩ
A_i = --------- * ---------- = ------------- * ------------- = 0,6
      R_1 + R_p   R_3 + R_Li   2,2 kΩ + 7 kΩ   2,2 kΩ + 8 kΩ

Til slutt er tilbakekoblingsfaktoren, β, gitt av (5), og vi får

        R_4          1 kΩ        1
β = --------- = -------------- = -- = 0,043
     R_4 + R_5   1 kΩ + 22 kΩ    23

Forsterkning

Nå kan vi beregne forsterkningen. Råforsterkningen fra differensialforsterkeren til utgangstransistorene er

A_o = A_d * A_a * A_u = 7,7 * 2924 * 0,92 = 20714

Forsterkningen når vi tar med tilbakekoblingen, men ser bort fra inngangen, er

         A_o            20714
A_f = ---------- = ---------------- = 23,2
      1 + β A_o   1 + 0,043 * 20714

Da råforsterkningen er stor, er β A_o >> 1, og brøken kan rundes av til A_o / β A_o, som tilsvarer 1 / β. Ettersom utregningen for tilbakekoblingsfaktoren ga β = 1/23, ser vi at dette stemmer bra med den nøyaktige utregningen av A_f.

Den totale forsterkningen fås nå ved å multiplisere med inngangsforsterkningen:

A = A_i * A_f = 0,6 * 23,2 = 14

I desibel tilsvarer dette

A_dB = 20 lg 14 = 23 dB

Strømforsyning

Strømmen kommer fra lysnettet og inn gjennom transformatoren. Den omgjør 230 V fra lysnettet til et spenningsnivå som passer for elektronikken. Den gir også et galvanisk skille mellom lysnettet og forsterkerkretsen. I vårt tilfelle bruker vi en ringkjernetrafo. Fordelen med å bruke en ringkjernetrafo er at den gir liten lekkasjefluks, en viktig egenskap i en lydforsterker. Strømmen går så videre gjennom en likeretterbro. Der foregår omformingen fra AC til DC. Til slutt har vi fire 10 mF glattekondensatorer som reduserer rippelspenningen.

For å oppnå en effekt på 2 × 60 W i 8 Ω trenger vi en spenningsforsyning på

          +-----------+    +--------------+
U_maks = \|2 * P * R_L  = \|2 * 60 W * 8 Ω  ≈ 31 V

U_CC blir da:

U_CC = U_maks + U_CEsat + sikkerhetsmargin
     = 31 V + 1 V + 10 % ≈ 35V

Dette oppnår vi med en trafospenning på

35 V
---- ≈ 24,7 V
 +-+
\|2

Maks strøm med en last på 8 Ω og 2 V tap:

         35 V - 2 V_UCEsat
I_maks = ----------------- = 4,125 A
                8 Ω

Vi trenger dermed en forsyning på

2 * I_maks * U_CC = 2 * 4,125 A * 35 V = 2 * 144,4 VA ≈ 290 VA

Vi ser at en trafo på 300 VA oppfyller kravet.

Skopbilder fra glattekondensatorene (venstre) og utgangen (høyre) med forsterkeren på tomgang og 29-0-24 V trafo.

Skopbilder fra glattekondensatorene (venstre) og utgangen (høyre) med forsterkeren på tomgang og 24-0-24 V trafo.

Vår trafo ytte over 600 VA, men siden den ikke hadde de rette spenningene (29-0-24 V), oppsto det en del problemer. Forsterkeren ville kanskje ha virket, men som man ser av figurene over, ble det simulert at dette ville føre til dobbelt så stor rippel. Etter mye om og men ble vi til slutt tilbudt en 200 VA 24-0-24 V trafo. Denne vil ikke ødelegge forsterkerens lydegenskaper annet enn ved maks belastning, som vil medføre spenningsfall og klipping.

    200 VA
I = ------ = 5,714 A = 2 * 2,857 A
     35 V

P = 2 * ((8 Ω * 2,857 A) - 2 * 1 V_sat) * 2,857 A

  = 119,2 W = 2 * 59,6 W   (8 Ω)

Konstruksjon

Kabinettet

Topp. Bunn.

Front. Bak.

Side. Perspektiv.

Selve kabinettet måler 46,1 × 40 × 10,2 (bredde × dybde × høyde). Dersom ytre ekstremiteter som føtter og volumkontroll medregnes, måler forsterkeren om lag 46,1 × 43,5 × 11,7.

Kabinettskruene er markert med piler: seks på oversiden, og to på hver side. For å åpne kabinettet, skru ut skruene og løft opp kabinettets øvre del. Sørg for at luftehullene ligger over kjøleribben når kabinettet skrus sammen igjen.

Innsiden

1. Strøminngang. 2. Hovedsikring. 3. Transformator. 4. Jordingspunkt (stjernejord). 5. Brolikeretter. 6. Glattefilter (fire glattekondensatorer). 7. Av/på-knapp. 8. Lysdiode. 9. Volumkontroll (potensiometer). 10. Venstre forsterkerkrets. 11. Høyre forsterkerkrets. 12. Kjøleribbe. 13. Utganger. 14. Innganger.

Ledninger

Gulgrønne ledninger går til jord. Ledninger merket med gulgrønn elektrikertape er også jordledninger.

For å unngå støy har forsterkeren ett jordingspunkt - stjernejord. Det befinner seg i nærheten av transformatoren og kan demonteres ved å skru ut skruen som holder kablene sammen.

Strømforsyningen

Strømforsyningen omfatter en strøminngang, en hovedsikring, en transformator, en brolikeretter, et glattefilter og en av/på-knapp.

Strøminngang. Hovedsikring. Av/på-knapp.

Strøminngangen er festet til kabinettet med to skruer fra utsiden. Den er koblet videre til hovedsikringen, som kan skiftes ut uten å åpne kabinettet. Av/på-knappen, som fungerer som et brudd når den er av og leder strøm når den er på, er ikke festet med skruer, men er klemt på plass. Koblingspunktene er isolert med tape.

Transformator. Brolikeretter. Glattekondensatorer.

Strømmen går videre til transformatoren og derfra til brolikeretteren, som hver er festet til kabinettet med en skrue fra undersiden. Glattekondensatorene, som strømmen så går videre til, er festet parvis til kabinettet med en holder fra oversiden og en skrue fra undersiden.

Lysdiode

Dioden er koblet i serie med tre motstander for å gi riktig strøm.

Som en visuell indikator er det koblet en rød lysdiode over påtrykksspenningene på +35 V og -35 V. Så lenge det er spenning i glattekondensatorene, vil dioden lyse, så den vil ikke umiddelbart slukne når forsterkeren slås av ettersom utladningen tar litt tid. Det er imidlertid slett ikke noen ulempe med en pålitelig indikator på glattefilterets spenningsstatus (se under).

Venstre: Dioden forfra. Høyre: Diodekretsen er festet til kabinettet med tape.

Innganger og utganger

Inngangene utenfra. Inngangene innenfra.

Inngangene er festet til kabinettet med to skruer utenfra. De har felles jord.

Utgangene utenfra. Utgangene innenfra.

Utgangene har felles jord og er festet med mutter og plastskiver for å isolere dem fra kabinettet. Det er ekstremt viktig å unngå at utgangene og kabinettet kortsluttes. En kortslutning vil resultere i en så stor strøm at utgangstransistorene står i fare for å brenne opp. Her kan det være lurt å bruke den røde lysdioden som referanse - dersom det fortsatt er spenning igjen i glattekondensatorene, vil dioden lyse, og da gjelder det å utøve den største forsiktighet ved bytting av høyttalerledningene. Fortrinnsvis bør man spille litt ekstra musikk etter å ha slått av forsterkeren slik at kondensatorene utlades skikkelig. (Automatisk utladning kan fås ved å koble en effektmotstand - en glider - over kondensatorene; høyttalerne kan vernes ved å montere et DC-vern på utgangstrinnet.)

Volumkontroll

Volumkontrollen. Volumpotensiometeret.

Før det når forsterkerkretsen går inngangssignalet gjennom volumkontrollen, som utgjøres av et dobbelt potensiometer - et for hver kanal. Potensiometerene fungerer som en variabel spenningsdeler som bestemmer hvor mye av inngangssignalet som skal sendes videre til forsterkerkretsen. Hvis inngangssignalet (v_i) og jord kan betraktes som ytterpunkter, er det utgangssignalet (v_o) sin «plassering» mellom dem som bestemmes ved å skru på volumkontrollen. Hvert potensiometer har tre terminaler: utgangssignalet tas ut fra den midterste, mens de to andre kobles til inngangssignalet og jord.

Et potensiometer (a) kan betraktes som en enkel spenningsdeler over to motstander (b). Når volumet er null, er v_o lik jord (c). Når volumet er på fullt, er v_o = v_i (d).

Kjøleribben

Kjøleribben er plassert mellom de to kretskortene og er festet til kabinettet med fire skruer fra oversiden. Hver skrue har fire muttere mellom kjøleribben og kabinettet for å gi riktig høyde over kretskortene. For enkel tilgang til skruene (ovenfra) er det borret hull i kjøleribben.

Utgangstransistorene er festet til kjøleribben med skruer fra undersiden. Disse kan nås gjennom hull i kabinettet.

Ikke løft opp kjøleribben uten å ha skrudd kretskortene fra kabinettet eller utgangstransistorene fra kjøleribben.

Kretskort

Hvert kretskort er festet til kabinettet med to skruer, her markert med piler.

Forsterkeren inneholder to kretskort, et for hver lydkanal. Hvert kort måler 10 × 16 cm og er festet til kabinettet med to skruer fra undersiden. Hver skrue har to muttere mellom kortet og kabinettet for å gi kortene riktig høyde.

Kortene har kobberbaner kun på undersiden, mens komponentene er på oversiden. Til oversiden er det festet et plastoverlegg (transparent) som viser hvor komponentene skal stå («silk screen»).

Advarsel: Det er avvik mellom overlegget og komponentplasseringen. Ved reparasjon på kortet man først lese denne teksten.

Kobberbunn.

«Silk screen». Kobberbanene er vist i grått.

Feil i «silk screen»

På grunn av noen feil gjort under konstrueringen av kretskortutlegget, kan ikke plastoverlegget stoles på hundre prosent. Skjønt det viser hvor de ulike komponentene skal stå, er ikke monteringen alltid korrekt. Vær oppmersom på følgende:

  • Elektrolyttkondensatorene (C_1, C_3 og C_5) skal stå motsatt vei - plussterminalen skal ikke kobles til «+» på overlegget. Riktig montering av f.eks. C_1 er altså med plussterminalen til «IN» og den andre til «+».
  • BC546-transistorene (Q_1, Q_2, Q_3 og Q_9) har byttet om på emitteren og kollektoren (de ytterste benene; det midterste er basen). Monteringen blir altså motsatt vei av halvsirkelformen på overlegget (det er nødvendig å bøye benene på transistorene noe for å få dem til å treffe hullene). Pga. endringer beskrevet under er Q_9 koblet til kjøleribben via gule ledninger, men prinsippet er det samme.
  • Utgangstransistorene (Q_7 og Q_8) er koblet til kjøleribben med ledninger med følgende fargekode: basen - rød, kollektoren - grønn, emitteren - blå. (På overlegget er emitteren og kollektoren til Q_7 byttet om - fargekoden tar høyde for dette.) Bruk fargekoden for å beholde oversikten.
  • Lysdioden (D_1) er oppført som «LED1». (For øvrig er C_+ og C_- oppført som «Cpluss» og «Cminus», henholdsvis.)

Dersom det er tvil om hvordan komponentene skal monteres, så konsulter kretsskjemaet.

Modifikasjoner

Kretsen er noe modifisert for å fungere optimalt. Modifisert kretsskjema.

Pga. problemer med støy (1 MHz) koblet vi 368 pF kondensatorer i parallell med C_4 og C_6, for å øke kapasitansen. De ekstra kondensatorene er loddet fast til benene til transistorene Q_4 og Q_6 (se bilde).

Videre er C_+ og C_- parallellkoblet med 100 nF kondensatorer på motsatt side av sikringene (F_1 og F_2). Disse er festet på undersiden av kortet.

Termisk tilbakekobling av Q_9.

For å oppnå termisk tilbakekobling er transistoren i v_BE-multiplikatoren, Q_9, limt fast til kjøleribben. Utgangstransistorene i en lydforsterker blir gjerne svært varme, og når temperaturen i en transistor eller diode øker, øker også strømgjennomgangen. (Dette til forskjell fra en opphetet motstand: Resistansen øker og strømgjennomgangen minker.) Dersom temperaturen blir kritisk, oppstår det en selvforsterkende utvikling hvor den økte strømmen øker temperaturen og omvendt, inntil transistoren brenner opp. Dette er kjent som thermal runaway - transistorene «løper løpsk».*

* Det kan legges til at vi ikke hadde noen problemer med varmeutvikling i denne forsterkeren, hverken med eller uten termisk tilbakekobling. Kjøleribben og utgangstransistorene ble bare varme (men ikke faretruende varme) ved langvarig bruk på fullt volum. Ingen komponenter brant opp under testingen av forsterkeren.

Termisk tilbakekobling tar sikte på å motvirke denne utviklingen ved å overføre noe av varmen som genereres av utgangstransistorene til Q_9. Når Q_9 blir varm, går det mer strøm i Q_9 - og når det går mer strøm i Q_9, går det mindre strøm i utgangstransistorene. Dermed blir temperaturen til utgangstransistorene stabilisert.

I denne forsterkeren overføres varmen via kjøleribben, men i prinsippet kan det også fungere å feste transistoren til en av kollektormotstandene R_13 og R_14, som også vil utvikle varme når strømmen i utgangstransistorene øker. Imidlertid har vi benyttet kraftige 10 W motstander som i så stor grad «tåler en støyt» at de ikke er egnet for tilbakekobling. Dersom 5 Wmotstander ble brukt i stedet, ville ikke bare varmeutviklingen ha blitt større, men størrelsen på kortet kunne ha blitt redusert betraktelig (til om lag 10 × 8 cm). Et mindre kort betyr kortere baner og dermed mindre støy.

Ved å speilvende kretskortet vil man for øvrig kunne feste transistorene til kjøleribben på en annen måte - oppå kjøleribben i stedet for under.

Trimming

Første gang man skal starte opp forsterkeren, anbefales det at man gjør det med en ekstern spenningskilde med strømbegrensning. Ved feil kan en ekstern kilde kuttes, mens den interne strømforsyningen har ingen slik sikkerhet pga. glattekondensatorene.

Hvilestrømmen (I_Q) stilles inn med potensiometeret VR_1. Skru det til full motstand (med klokken) og følg med på spenningen over motstandene R_13 og R_14 med et multimeter. Hvis spenningen plutselig skulle begynne å stige, er noe galt - skru av spenningskilden og feilsøk kretsen.

Når påtrykksspenningen er på ±35 V, justeres hvilestrømmen gjennom R_13 og R_14 ved å stille på potensiometeret. Ifølge Rod Elliott bør strømmen gjennom motstandene ligge på 75 mA, som svarer til et spenningsfall på 50 mV:

When you are satisfied that all is well, set the bias current. Connect a multimeter between the collectors of Q_7 and Q_8 - you are measuring the voltage drop across the two 0.33 Ω resistors. The most desirable quiescent current is 75 mA, so the voltage you measure across the resistors should be set to 50 mV ± 5 mV. The setting is not overly critical, but at lower currents, there is less dissipation in the output transistors. Current is approximately 1.5 mA/mV, so 50 mV will represent 75 mA quiescent current.*

Hvilestrømmen avgjør balansen mellom forsterkerens klasse A- og B-funksjonalitet. For lav hvilestrøm gir overgangsforvrengning.

* Fra http://sound.westhost.com/project3a.htm. Gjengitt her med typografiske justeringer.

Komponentliste

Motstander

------------------------------------------
Komponent            Verdi
-------------------- ---------------------
R_1, R_3             2,2 kΩ
R_6, R_7             560 Ω
R_13, R_14           0,33 Ω 5 W
VR_1                 2 kΩ potensiometer
R_2, R_5, R_8        22 kΩ
R_9, R_10            3,3 kΩ 1/2 W
R_15                 10 Ω 1/2 W
R_4, R_16            1 kΩ
R_11, R_12           220 Ω
Diodemotstander      2 × 10 kΩ, 1 × 2,2 kΩ
Volumpotensiometer
------------------------------------------

Kondensatorer

------------------------------------------------
Komponent           Verdi
------------------- ----------------------------
C_1                 4,7 μF (bipolar elektrolytt)
C_4, C_6            100 pF 500 V
C_2                 220 pF
C_5                 100 μF 63 V (elektrolytt)
C_3                 100 μF 16 V (electrolytt)
C_7, C_+, C_-       100 nF
Ladekondensatorer   4 × 10 000 μF 50 V
Modifikasjoner      4 × 368 pF, 4 × 100 nF
------------------------------------------------

Halvledere

---------------------------------
Komponent            Type
-------------------- ------------
Q_1, Q_2, Q_3, Q_9   BC546
Q_7                  MJL1302A
Q_4, Q_6             BD140
Q_8                  MJL3281A
Q_5                  BD139
D_1                  LED (grønn)*
Rød lysdiode
---------------------------------

* Merk at fargen på lysdioden er avgjørende. Som Rod Elliott sier det: «This is not for appearance (although the green LED looks pretty neat on the board), but for the voltage drop - different coloured LEDs have a slightly different voltage drop.»

Annet

Forsterkeren består for øvrig av:

  • Fire 5 A sikringer (F_1 og F_2) og tilhørende sikringsfester
  • En 2,5 A hovedsikring
  • Strøminngang og strømkabel
  • Av/på-knapp
  • 24-0-24 V ringkjernetransformator (minst 200 VA, fortrinnsvis 300 VA)
  • Brolikeretter
  • Kjøleribbe
  • Inngangsterminaler
  • Utgangsterminaler

Budsjett

-----------------------------------------------------------------------------------------------
Kvanta     Type                                     Brukte penger   Produksjonspris
---------- -------------------------------------- --------------- ----------------- -----------
4          5 W effektmotstand 0,3                           19                19
2          1/2 W 1 % 10
4          1/2 W 1 % 220
4          1/2 W 1 % 560
4          1/2 W 1 % 1K
4          1/2 W 1 % 2,2K
4          1/2 W 1 % 3,3K
6          1/2 W 1 % 22K                                    12                12
2          Variabel motstand 2K                              8                 6
1          Volumkontroll                                    94,5              81
4          100 pF keramisk                                   2                 2
2          220 pF keramisk                                   1                 1
4          390 pF keramisk                                   2                 2
4          100 nF keramisk                                   4                 4
2          100 nF polyester                                  7,6               7,6
4          Pluss-utgang 100 nF polyester                    15,2              15,2
4          Minus-utgang 100 nF polyester                    15,2              15,2
2          4,7 μF elektrolytt                                3                 3
3          100 μF elektrolytt                                7                 5    2 stk.
3          100 μF 35 V elektrolytt                           7                 5    2 stk.
8          BC546 NPN 80 V                                   11,2              11,2
4          BD139 NPN                                        10                10
2          BD140 PNP                                         9                 9
2          Power PNP MJL1302A                              142               142
2          Power NPN MJL3281A                              148               148
1          Ringkjerne 24-0-24 V 200 VA                       0               400    Min. 290 VA
1          Brolikeretter 280 V 400 V 15 A 300 A             30                30
4          10 000 μF 50 V ladekondensator                  218               218
1          Rød lysdiode                                      0                 1
2          Grønn lysdiode                                    0                 3
8          Sikringsholder (klips)                           11                11
1          Primærsikring 2,5 A                               0                 4
4          5 A sikringer                                     0                17
1          Strømkontakt                                      0                10
1          Strømkabel                                        0                20
1          Strømbryter                                      21                21
2          Audioplugger                                     25                25
2          Høyttalerterminaler                               0                45
1          Kjøleribbe                                        0                50
           Annet                                            20                20
0,544 m²   Aluminium                                       163               163
3,2 dm²    Ensides printkort                                80                80
---------- -------------------------------------- --------------- ----------------- -----------
Sum                                                       1085,70           1616,20
-----------------------------------------------------------------------------------------------

Konklusjon

Det ble en forsterker med et imponerende lydbilde. Valg av utgangstransistorer hadde noe å si for lydkvaliteten: For testing benyttet vi først billige BD911- og BD912-transistorer, som ga et greit resultat, men uten presis lydgjengivning ved komplekse signaler. Vi byttet dem siden ut med dyrere MJL3281A- og MJL1302A-transistorer og opplevde en dramatisk økning i lydkvalitet (og pris). Temperaturutviklingen i transistorene ble lavere ettersom de dyre transistorene har en større flate og dermed overfører temperaturen bedre til kjøleribben.

Kvalitet koster: BD911 (venstre) kontra MJL3281A (høyre).

Budsjettet skulle ligge på 1000,- kr, noe vi nesten overholdt med våre totale utgifter på 1085,70 kr. Forsterkeren ville ha blitt dyrere å produsere på egen hånd ettersom vi anskaffet en del materiale gratis under prosjektet (kjøleribbe, transformator).

Forsterkerens største svakhet er helt klart transformatoren på 200 VA - det er egentlig meningen at en transformator på 300 VA skal benyttes. Påtrykksspenningen kan også økes til ±42 V, noe som vil gi kraftigere effekt for en 8 Ω høyttaler (men som på den annen side umuliggjør bruk av 4 Ω høyttalere). Det er godt med plass i kabinettet til en større transformator. Kjøleribben ble plukket fra en annen forsterker og er noe underdimensjonert for full effekt ved 4 Ω last.

En annen svakhet er at glattekondensatorene ikke utlades automatisk. Dette kan ordnes ved å koble en effektmotstand over dem, som vil trekke strøm inntil kondensatorene er utladet. Dersom utgangene og kabinettet kortsluttes mens det er spenning i filteret, kan høyttalerne skades. Ved å montere et DC-vern på utgangstrinnet unngås denne risikoen. DC-vernet er imidlertid en forholdsvis omfattende krets; en enklere løsning kan være et relé som aktiveres av spenningsfall over R_13 og R_14.

En ytterligere forbedring av forsterkeren ville være å installere et delefilter ved inngangen, for å tilpasse lyden til høyttalerne.

Something went wrong with that request. Please try again.